طراحی و ساخت کنترل دور موتور AC دو کاناله توسط میکروکنترلر AVR


در حال بارگذاری
23 اکتبر 2022
فایل ورد و پاورپوینت
2120
14 بازدید
۱۵۹,۷۰۰ تومان
خرید

توجه : به همراه فایل word این محصول فایل پاورپوینت (PowerPoint) و اسلاید های آن به صورت هدیه ارائه خواهد شد

 طراحی و ساخت کنترل دور موتور AC دو کاناله توسط میکروکنترلر AVR دارای ۱۳۰ صفحه می باشد و دارای تنظیمات و فهرست کامل در microsoft word می باشد و آماده پرینت یا چاپ است

فایل ورد طراحی و ساخت کنترل دور موتور AC دو کاناله توسط میکروکنترلر AVR  کاملا فرمت بندی و تنظیم شده در استاندارد دانشگاه  و مراکز دولتی می باشد.

 

بخشی از فهرست مطالب پروژه طراحی و ساخت کنترل دور موتور AC دو کاناله توسط میکروکنترلر AVR

مقدمه

موتورهای القائی قفس سنجابی

اینورتر

کاربرد اینورترها در صنعت

دسته بندی اینورترها از لحاظ کارکرد

اصول کار مدارات اینورتری

پارامترهای کارآیی اینورتر

اصول کار اینورترهای پل تکفاز

اصول کار اینورترهای سه فاز

هدایت ۱۸۰ درجه‌ای

هدایت ۱۲۰ درجه‌ای

روشهای کنترل ولتاژ اینورترهای تکفاز و سه فاز

روشهای مدولاسیون پیشرفته

اینورترهای پل تکفاز

اینورتر پل سه فاز

قدرت برگشتی اینورتر

کم کردن هارمونیک در اینورتر

اینورترهای تریستوری با کموتاسیون اجباری

اصول کار اینورترهای منبع جریانی

کاربرد اینورترهای با تغذیه جریان در صنعت

عملکرد کلی اینورترها منبع جریان

حالت عملکرد اینورتر

نکاتی در طراحی مدار اینورتر

اسنابرها

اسنابرهای مربوط به IGBTها

بازیافت انرژی از اسنابرها

روشهای PWM برای اینورتر ولتاژ

روش های کنترل ولتاژ

روش های کنترل جریان

تشریح اطلاعات Hcpl-316j

خرابی مدار نمونه رانشگر سویچ IGBT را محافظت می‌کند

شرح عملیات در طول حالت خرابی

کنترل خارجی

شرح محصول

نکته‌ها

معرفی شناسایی و محافظ خرابی

اطلاعات درخواستها

مدار درخواست پیشنهادی

توصیف عملکرد زمانی

عملکرد زمان

وضعیت غیرصحیح

بازدارندگی

تخلیه آهسته سوئیچ IGBT  در طول حالت خرابی

زمان آزمایشی آشکارسازی Desat اشتباه

حبس ولتاژ

نمودار مدار عملکردی

IC ورودی

IC خروجی

خاموش کردن موضعی و راه اندازی موضعی

خاموش کردن کلی و راه اندازی کلی

راه اندازی خودکار

راه اندازی پس از یک حالت اشتباه

خصوصیات میکروکنترلر ATmega32    
ضمیمه     
ATmega32     
Hcpl-316j     
IGBT 6mbi15L-120     
DC-DC Convertor     
Snubber Circuit

مقدمه :
اگر یک موتور القائی سه فاز به شبکه ای با ولتاژ و فرکانس ثابت وصــل شـود، در این صورت پس از راه اندازی درسرعتی حوالی سرعت سنکرون
خواهد چرخید. گفتنی است با افزایش گشتاور بار سرعت به میزان کمی کاهش می یابد، لذا این موتورها تقریباً از نوع موتورهای سرعت ثابت فرض می شوند. اما در برخی از صنایع لازم است که سرعت موتور در یک محدوده و طیف نسبتاً وسیعی تغییر کند. موتورهای DC به طور سنتی برای مواردی که کنترل سرعت مورد نیاز است مورد بهره برداری قرار می گیرند اما موتورهای  DC گران بوده و به تعمیرات و نگهداری در زمینه کموتاتور و جاروبک نیاز دارد ولی برعکس موتورهای القائی به ویژه نوع قفس سنجابی آن ارزان و جان سخت بوده و کموتاتور نیز ندارد و لذا برای سرعت های زیاد بسیار مناسب اند. امروزه با پیشرفت علم الکترونیک قدرت و پیدایش کنترل کننده های حالت جامد، کنترل سرعت یا کنترل دور موتورهای القائی رو به تکامل است اما این کنترل کننده ها نسبتاً گران بوده و زمان می طلبد تا به صورت ارزان در دسترس عموم قرار بگیرد.                                                        

موتور القائی قفس سنجابی:
اساس موتور القائی رتور قفسی در شکل نشان داده شده است.            

موتور القائی چهار قطبی در لحظه ای که ولتاژ فاز A بیشترین مقدار را داراست
الف) جریان مغناطیس کننده استاتوربرای ایجاد شار                    
ب) چگونگی انعکاس جریان های القاشده دررتورواستاتور
پ) توزیع کل جریان لحظه ای
برای ایجاد شار در فاصله هوائی جریان مغناطیس کنندگی باید برقرار شود. این جریان نسبت به ولتاژ ْ۹۰ تأخیر دارد. حرکت شار در میان هادی‌ها، در سیم‌پیچی رتور که نظیر یک قفس بسته اتصال کوتاه شده است ولتاژ القاء می‌کند و لذا جریان ایجاد می‌شود، به علت رفتار سلفی سیم پیچی‌ها، جریان القائی نسبت به ولتاژ تأخیر خواهد داشت. این جریان توسط ترانسفورمر  و برای تعدیل جریان رتور برقرار می‌شود. تأثیر متقابل جریان رتور و شار بر یکدیگر گشتاوری هم جهت با میدان دوار ایجاد می‌کند.                                                                      
برای القای ولتاژ و در نتیجه ایجاد جریان و گشتاور در رتور، رتور باید همیشه با سرعتی متفاوت با سرعت سنکرون گردش نماید. سرعت رتور نسبت به سرعت سنکرون شار استاتور به عنوان لغزش شناخته می‌شود و
  با S نشان داده می شود.

فرکانس جریان القا شده در رتور S برابر فرکانس استاتور می باشد یعنی:
  (2)                               F2=SF1 
اندیس ۱: برای استاتور و اندیس ۲ برای رتور به کار می‌رود.              
زمانی که سرعت رتور به سرعت سنکرون نزدیک شود، راکتانس سلفی (که با فرکانس لغزش متناسب است) کمتر است. بنابراین، جریان از نظر فازی به ولتاژ نزدیک‌تر می‌شود. کاهش اختلاف فاز، ضریب توان بهتری را در استاتور نتیجه می‌دهد. با توجه به خاصیت سلفی موتورهای رتور قفسی ضریب توان این موتورها همیشه پس فاز است.
توانی که از طریق فاصله هوایی منتقل می‌شود باید با شار دوار در ارتباط باشد. توان فاصله هوائی که به رتور اعمال می‌شود برابر حاصل‌ضرب گشتاور در سرعت سنکرون است و داریم:                                     
Pag=TWsyn    توان فاصله هوایی  (3)
توان خروجی (با صرف نظر از اصطکاک و تلفات آهنی) برابر حاصل‌ضرب گشتاور یاد شده در سرعت رتور است که نتیجه می‌دهد:
Pout=TWr=T(1-S)Wsyn      توان خروجی رتور (۴)
اختلاف دو توان معرف تلفات در هادی‌های مدار رتور است. نکته حائز اهمیتی که از روابط ۴و۳ حاصل می‌شود این است که:                     
η < (1-S)   راندمان (۵)
اگر از مقاومت سیم‌پیچی استاتور و راکتانس نشتی آن صرفنظر شود می‌توان شار را برای تمامی بارها ثابت و متناسب با ولتاژ اعمال شده به استاتور در نظر گرفت.                                                            
با استفاده از مقادیر مقاومت روتور در هر فاز R2  و اندوکتانس آن در هر فاز L2 که به طرف استاتور منتقل شده اند.(با اعمال مجذور نسبت تبدیل) شکل زیر شرایط الکتریکی را برای راکتانس و ولتاژ ورودی متناسب با لغزش نشان می دهد.

شکل الف) مدار معادل رتور موتور القایی قفسی:
۱) بیانگر شرایط الکتریکی موجود
۲) نشان دهنده کل توان ورودی به رتور
شکل (ب) نیز برای جریان رتور (که I2 نشان دهنده مقدار انتقال یافته آن است) مقداری مشابه مدار (الف) را ارائه می‌کند. در این شکل V1، ولتاژ استاتور به راکتانسی که به لغزش بستگی ندارد اعمال می‌شود. اما مقاومت در این مدار، با لغزش رابطه معکوس دارد.                       
توان ورودی به مدار در شکل (ب) معرف کل توانی است که در فاصله  هوائی منتقل می‌شود و از این رو I2R2/S بیانگر مجموع توان خروجی رتور و تلفات الکتریکی I2R2 است.
با بیان سرعت رتور Wr برحسب Rad/S داریم:
Wr=(1-S)Wsyn    (6)
از مدار معادل شکل (ب) توان ورودی به رتور برابر است با I22R2/S و از رابطه ۳ این مقدار برابر است با TWsyn بنابراین:
      (7)
لذا گشتاور برابر است با:
    (8)
اگر بخواهیم مشخصه گشتاور ـ سرعت یک موتور بخصوص را با اعمال منابع تغذیه مختلف با فرکانس‌های ثابت بررسی کنیم، اثر فرکانس‌های مختلف را باید در نظر داشته باشیم.
در هر مدار مغناطیسی ولتاژ القائی با مقدار شار و فرکانس متناسب است   بنابراین برای اینکه مقدار شار را در حالت Optimum نگاه داریم باید داشته باشیم:
ثابت       ?         ولتاژ                           (9)
فرکانس
مقدار بهینه برای شار مقداریست که در سمت زیر مقدار اشباع واقع شده باشد زیرا در این صورت اولاً بیشترین استفاده از مدار مغناطیسی به عمل آمده است ثانیاً جریان کشیده شده از منبع برای ایجاد گشتاور کمترین مقدار ممکن است (گشتاور با حاصل‌ضرب جریان در شار متناسب است).
اگر V1 را ولتاژ در فرکانس نامی F در نظر بگیریم، در هر فرکانس دیگری نظیر KF ولتاژ نامی برابر KV1 و سرعت سنکرون برابر KWsyn خواهد بود. لذا رابطه ۸ برای گشتاور در هر فرکانس دیگری به شکل زیر تغییر می‌کند:
     (10)
اگر نسبت   را در فرکانس نامی برابر ۵ فرض کنیم، آن گاه منحنی‌هایی به شکل زیر بدست می‌آید، که برای بیان رابطه گشتاور سرعت به کار می‌آید. می‌توان مشاهده کرد که شکل‌ها مشابه هستند و بیشترین مقدار گشتاور به فرکانس بستگی ندارد.
             
شکل ۲ منحنی های گشتاور سرعت موتور القایی در فرکانسهای مختلف
ناحیه کار موتور القائی قفسی با مختصری لغزش در سمت زیر سرعت سنکرون آن واقع شده است. یکی از روش‌های کارآمد تنظیم سرعت تغییر در فرکانس منبع است. در این  عمل نسبت ولتاژ به فرکانس باید تقریباً ثابت بماند. در سرعت‌های خیلی کم ولتاژ منبع باید در عمل به قدری زیاد باشد تا افت ولتاژ ناشی از امپرانس استاتور جبران شود.
جریان مورد نیاز برای راه اندازی مستقیم و سریع موتور القائی، تحت فرکانس ثابت، تقریباً شش برابر جریان موتور در شرایط بار کامل است. با منبعی با فرکانس ثابت، تنها راه کاهش این جریان کاهش ولتاژ است. اما اگر به ترتیبی که بعداً شرح داده می‌شود از یک اینورتر به عنوان محرک استفاده شود، می‌توان راه‌اندازی را تحت فرکانس‌های پائین صورت داد و سپس با شتاب دادن به موتور، فرکانس را بالا برد. با مراجعه به شکل (منحنی گشتاور سرعت) نشان می‌دهد که با منبعی با فرکانس کم می‌توان گشتاور راه‌اندازی بالائی حاصل کرد. هنگام راه‌اندازی با فرکانس پائین راکتانس سلفی رتور کم است. لذا جریان‌های القاء شده در رتور از نظر فازی خیلی به ولتاژ نزدیکترند. این امر سبب می‌شود ضمن داشتن ضریب توان بالا، گشتاور بالائی هم داشته باشیم.
در نتیجه جریان راه‌اندازی به کمترین مقدار می‌رسد.
اگر یک موتور القائی در فرکانس K برابر فرکانس نامی خود راه‌اندازی شود و ولتاژ به گونه‌ای باشد که شار فاصله هوائی را ثابت نگه دارد، از رابطه ۱۰ گشتاور راه‌اندازی برابر خواهد بود با:
     (11)
و جریان راه‌اندازی خواهد شد:
     (12)
همان‌طور که در بدست آوردن شکل (منحنی گشتاور سرعت) عمل کردیم، فرض می‌کنیم   ، مقادیر گشتاور و جریان راه‌اندازی، برای فرکانس‌های راه‌اندازی مختلف در شکل ۳ نشان داده شده‌اند.

شکل ۳ منحنی های مقادیر راه اندازی بر حسب فرکانس درشرایطی که شار فاصله هوایی ثابت باشد.
مشاهده می‌شود که از راه‌اندازی با فرکانس‌های پائین، گشتاور ماکزیمم با جریان کم حاصل می‌شود. اگر شرایطی را از محیط خارج ماشین القائی بر آن تحمیل کنیم که منجر به حرکت آن با سرعتی بیش از سرعت سنکرون شود، جهت ولتاژ و جریان القاء شده در رتور معکوس می‌شود.
علامت لغزش منفی شده و ماشین جریانی را با ضریب توان پیش فاز به سیستم ac باز می‌گرداند. در این هنگام است که ماشین به صورت ژنراتور عمل می‌کند، مشخصه گشتاور، مطابق شکل ۴ قرینه بازتاب آئینه‌ای مشخصه موتوری است.

شکل ۴ مشخصه کامل گشتاور- سرعت در فرکانس ثابت
روابط حالت مولدی تنها با در نظر گرفتن علامت منفی برای S قابل اعمال هستند.
اگر ماشین القائی در حال کار باشد کاهش فرکانس منبع باعث می‌شود مادام که سرعت به مقداری پائین‌تر از سرعت سنکرون جدید نرسیده است ماشین در حالت مولدی عمل نماید. اگر جهت میدان مغناطیسی دوار عکس شود موتور القائی در وضعیت ترمز قرار می‌گیرد. در این حالت میدان ورتور در دو سوی مخالف گردش می‌کنند، لغزش بیشتر از یک است و مشخصه نشان داده شده در شکل ۴ بدست می‌آید. در این روش ترمز، جریان، بیشتر از جریان راه‌اندازی است. برای معکوس نمودن جهت میدان، هادی‌های مربوط به دو فاز، از سه فاز ورودی a.c ، جابه‌جا می‌شوند. در مورد موتوری که توسط اینورتر تغذیه می‌شود. با تغییر ترتیب جابه‌جائی فازها می‌توان این عمل را انجام داد.
یکی از روش‌هایی که برای ترمز موتور القائی موثر واقع می‌شود در شکل الف.۵ نشان داده شده است، در این روش ارتباط موتور با سیستم a.c قطع می‌شود و از طریق یک منبع d.c جریان به آن اعمال می‌شود. توزیع جریان مشابه لحظه‌ایست که در سیستم a.c یکی از فازها ماکزیمم مقدار خود را دارا باشد. در این حالت میدان مغناطیسی ثابت است. بنابراین لغزش با سرعت نسبت مستقیم دارد. مشخصه گشتاور ترمز در شکل ب.۵ نشان داده شده است.

شکل ۵ ترمز توسط واردکردن یک منبعdc به مدار الف)شمای مدار ب) مشخصه
در فرکانس ثابت، اگر ولتاژ اعمال شده به یک موتور القائی کاهش یابد، برای ثابت نگه داشتن گشتاور، لغزش افزایش می‌یابد. بررسی رابطه ۸ نشان می‌دهد که گشتاور با مجذور ولتاژ متناسب است، این امر در شکل ۶ نشان داده شده است.

شکل ۶ مشخصه گشتاور سرعت درولتاژ پایین و فرکانس ثابت

مشاهده می‌شود که تنظیم سرعت در محدوده کوچکی با کاهش ولتاژ امکان‌پذیر است. کاهش راندمان افزایش تلفات رتور که می‌تواند حرارت زیادی را سبب شود و کاهش گشتاور ماکزیمم از معایب این روش هستند. مدار معادل کامل یک موتور القائی باید شامل مقاومت سیم‌پیچی استاتور، R1 ، راکتانس نشتی XL1 و اجزای مغناطیس کنندگی باشد.
چنین مدار معادلی در شکل الف.۷ نشان داده شده است. شکل ب مدار معادل تقریبی را نشان می‌دهد. در این شکل شاخه مغناطیس کننده جابه‌جا شده و به ترمینال ورودی متصل شده است.

           (ب)                                                           (الف)

شکل ۷ مدارهای معادل موتور القایی الف) حالتی که شاخه مغناطیس کننده درمحل صحیح واقع شده باشند ب) مدارمعادل تقریبی
پارامترهای مختلف در مدارهای معادل شکل ۷ خطی و دارای مقادیر ثابت در نظر گرفته شده‌اند، در حالی که در عمل وضع چنین نیست. مقادیر مقاومتی به درجه حرارت وابسته هستند و مقادیر a.c آن‌ها به دلیل اثر پوستی، از مقادیر d.c آن‌ها بیشتر است. مقادیر سلف‌های L1 و L2 به وضعیت شار بستگی دارد، تحت شرایط اشباع و بارهای سنگین این پارامترها متغیر و غیرخطی خواهند بود. همچنین اصطکاک و تلفات سیم‌پیچی‌ها که با تغییر سرعت تغییر می‌کند در شاخه مغناطیس کنندگی در نظر گرفته شده‌اند. تلفات مغناطیسی هم که تابعی از لغزش و فرکانس است در این شاخه به حساب آورده شده‌اند، بهر حال، مدارهای معادل در درک و پیش‌بینی عمل ماشین در محدوده کارش کمک زیادی می‌کنند.

اینورتر:
مبدلهای جریان مستقیم به متناوب با نام اینورتر شناخته می شوند. وظیفه یک اینورتر تبدیل یک ولتاژ ورودی مستقیم به یک جریان ولتاژ خروجی متناوب و متقارن با دامنه و فرکانس مورد نظر است. ولتاژ خروجی می تواند در فرکانس ثابت یا متغییر، مقداری ثابت یا متغییر داشته باشد. ولتاژ خروجی را می توان با تغییر ولتاژ ورودی مستقیم و ثابت نگاه داشتن بهره اینورتر به دست آورد. از طرفی، اگر ولتاژ ورودی مستقیم ثابت بوده و قابل کنترل نباشد، می توان با تغییر بهره اینورتر، یک ولتاژ متغیر را در خروجی به دست آورد. که این عمل معمولاً به وسیله کنترل مدولاسیون پهنای (PWM) در داخل اینورتر صورت می گیرد. بهره اینورتر را می توان برابر با نسبت ولتاژ متناوب خروجی به ولتاژ مستقیم ورودی تعریف کرد.
شکل موجهای ولتاژ خروجی در اینورترهای ایده آل باید سینوسی باشد، با این حال در اینورترهای علمی این شکل موجها غیر سینوسی بوده و دارای یک سری هارمونیکهای مشخص می باشد. در کاربردهای توان متوسط و توان پایین، ولتاژهای مربعی و یا تقریباً مربعی ممکن است قابل قبول باشد ولی در کاربردهای توان بالا، به موجهای سینوسی با اعوجاج بسیار کم نیاز است. با در اختیار داشتن قطعات نیمه هادی قدرت سریع، می توان با استفاده از روش های کلیدزنی، هارمونیکهای ولتاژ خروجی را به نحو چشمگیری کاهش داد.

کاربرد اینورتر ها در صنعت:
اینورترها به طور گسترده ای در صنعت به کار می روند (مثل گرداننده های موتورهایacبا دور متغییر، گرم کنندگی القایی، منابع تغذیه کمکی و منابع تغذیه بدون وفقه). ورودی اینورتر ممکن است یک باتری، سلول زغالی، سلول خورشیدی و یا هر منبع مستقیم دیگری باشد. خروجی اینورترهای تکفاز معمولاً برابر (۱) ۱۲۰ ولت در فرکانس ۶۰ هرتز (۲) ۲۲۰ ولت در فرکانس ۵۰ هرتز و (۳) ۱۱۵ ولت در فرکانس ۴۰۰ هرتز است. در سیستمهای سه فاز توان بالا، خروجیهای معمول عبارتند از(۱) ۳۸۰ / ۲۲۰ ولت در فرکانس ۵۰ هرتز، (۲) ۲۰۸ / ۱۲۰ ولت در فرکانس ۶۰ هرتز و (۳) ۲۰۰ / ۱۱۵ ولت در فرکانس ۴۰۰ هرتز.
دسته بندی اینورترها از لحاظ کارکرد:
اینورترها را می توان به دو دسته کلی تقسیم کرد: ۱) اینورترهای تکفاز و ۲) اینورترهای سه فاز، هر دسته، می تواند بسته به نوع کاربرد از عناصر روشن کننده و خاموش کننده کنترل شده (مثل BJT ها، MOSFET ها، IGBT ها MCTها، SIT ها و GTO ها) و یا تریستورهای با کموتاسیون اجباری استفاده کند. این اینورترها معمولاً از سیگنالهای کنترل PWM برای تولید ولتاژ خروجی متناوب استفاده می کنند. اگر ولتاژ ورودی اینورتر ثابت باشد، اینورتر به نام اینورتر تغذیه شونده با ولتاژ و در صورتی که جریان ورودی ثابت نگه داشته شود به نام اینورتر تغذیه شوند با جریان خوانده می شود و اگر ولتاژ ورودی قابل کنترل باشد، اینورتر با اتصال dc متغییر نامیده می شود.
اصول کار مدارات اینورتری:
طرز کار اینورترهای تکفاز را می توان با کمک شکل ۱-۱ الف شرح داد. مدار اینورتر شامل دو چاپر است. وقتی فقط ترانزیستور   برای مدت   روشن می شود، ولتاژ لحظه ای بار   برابر   می شود. اگر ترانزیستور   به تنهایی برای مدت   روشن شود.   در دو سر باز ظاهر می شود. مدار منطقی را باید طوری طراحی کرد که   و   با هم روشن نشوند. شکل ۱-۱ ب شکل موجهای ولتاژ خروجی و جریانهای ترانزیستور برای بار مقاومتی نشان می دهد. این اینورتر به یک منبع مستقیم سه سیمه احتیاج دارد و وقتی که ترانزیستور خاموش باشد، ولتاژ معکوس روی آن به جای آنکه         است. این اینورتر به نام اینورتر پل نیمه خوانده می شود.
مقدار مؤثر ولتاژ را می توان از رابطه زیر به دست آورد.
(۱-۱)                                      
ولتاژ لحظه ای خروجی توسط سری فوریه به صورت زیر بیان می شود.
(۱-۲)                                               
که در آن   فرکانس ولتاژ خروجی بر حسب red/s است. به ازای n=1 رابطه   1-2 مقدار مؤثر مؤلفه اصلی را به صورت زیر به دست می دهد.
(۱-۳)                                                    
در یک بار سلفی، جریان بار نمی تواند با تغییر ولتاژ خروجی فوراً تغییر پیدا کند. اگر   در زمان   خاموش شود، جریان بار تا زمانی که مقدار آن به صفر برسد، از طریق  ، بار و نیمه پایینی منبع ادامه خواهد داشت. به همین ترتیب وقتی   در   خاموش می شود، جریان بار از طریق  ، بار و نیمه بالایی منبع مستقیم جاری می شود. هنگامی که   یا   هدایت می کنند، انرژی دوباره به منبع جریان مستقیم برگردانده می شود و این دیورها به نام دیود فیدبک خوانده می شوند. شکل ۱-۱ ج، جریان بار و فواصل هدایت قطعات را برای یک بار تماماً سلفی نشان می دهد. باید توجه داشت که برای بار تماماً سلفی، ترانزیستور تنها به مدت   (یا  ) هدایت می کند. بسته به ضریب توان بار، مدت هدایت ترانزیستور از ۹۰ تا ۱۸۰ درجه تغییر خواهد کرد.
می توان به جای ترانزیستور از GTO ها و یا ترانزیستورهای دارای کموتاسیون اجباری استفاده کرد. اگر زمان خاموش شدن تریستور Tq باشد باید در فاصله از مدار خارج شدن تریستور اول و آتش شدن ترستور بعدی زمان حداقل Tq  وجود داشته باشد در غیر اینصورت بین دو تریستور اتصال کوتاه رخ خواهد داد بنابراین حداکثر زمان هدایت برای یک تریستور برابر   است. در عمل حتی تریستورها به زمان مشخصی برای روشن و خاموش شدن نیاز دارند. برای اینکه اینورتر بتواند درست عمل کند، در طراحی مدار منطقی مربوط به آن، باید این مسائل را در نظر گرفت.
برای یک بار RL جریان لحظه ای بار I0  را می توان به صورت زیر بدست آورد .
(۱-۴)                                       
که در آن   است. اگر   مقدار مؤثر جریان اساسی بار باشد، توان اساسی خروجی (به ازای n=1) به صورت زیر خواهد بود.
(۱-۵)                            

شکل ۱-۱ اینورتر نیمه پل تکفاز
نکته : در اکثر کاربردها ( مثل گرداننده های موتورهای الکتریکی ) توان خروجی ناشی از جریان اساسی ، توان سودمند به حساب می آید و توان مربوط به جریانهای هارمونیک به صورت گرما هدر رفته و دمای بار را افزایش می دهد .
پارامترهای کارآیی اینورتر:
خروجی اینورترهای عملی دارای هارمونیک می باشد و کیفیت یک اینورتر معمولا توسط پارامترهای کارآیی زیر ارزیابی می شود .
۱– ضریب هارمونیک برای هارمونیک n ام ،hf  ضریب هارمونیک ( برای هارمونیک n ام ) مقیاسی برای نشان دادن تاثیر هر یک از هارمونیکها می باشد و به صورت زیر تعریف می شود .
(۱-۶)                                                   
که در آن V1 مقدار موثر مولفه اساسی و Vn مقدار موثر مولفه هارمونیک n ام است .
۲ – اعوجاج هارمونیک کل THD . این پارامتر در حقیقت مقیاسی برای اندازه گیری تشابه بین یک شکل موج و مولفه اساسی آن می باشد و به صورت زیر مشخص می شود .
(۱-۷)                                        
۳ – ضریب اعوجاج THD.DF مجموع هارمونیکها را نشان می دهد ولی سطح هر یک از مولفه های هارمونیک را بطور جداگانــــه مشخص
نمیکند. اگر در خروجی اینورترها یک فیلتر قرار داده شود هارمونیکهای مراتب بالاتر به نحو موثرتری تضعیف می شوند . بنابر این آگاهی در مورد فرکانس و دامنه هر هارمونیک حائز اهمیت است . ضریب اعوجاج مقدار اعوجاج هارمونیکی را که پس از اعمال یک تضعیف درجه دو روی هارمونیکها ( یعنی تقسیم آنها بر n2 ) روی یک شکل موج مشخص باقی می ماند مشخص می کند . بنابر این DF معیاری موثر بودن کاهش هارمونیکهای ناخواسته است ، بی آنکه لازم باشد مقادیر فیلتر با درجه دو را مشخص کنیم و به این صورت تعریف می شود .
(۱-۸)                                    
ضریب اعوجاج یک مولفه هارمونیک منفرد ( یا n ام ) به صورت زیر تعریف می شود .
(۱-۹)                                            
۴ – هارمونیک پایین ترین مرتبه LOH . هارمونیک پایین ترین مرتبه هارمونیکی است که نزدیک ترین فرکانس را به مولفه اساسی دارا بوده و دامنه آن بیش از ۳% دامنه مولفه اساسی باشد .
اصول کار انیورترهای پل تکفاز:
در شکل ۱-۲ الف یک اینورتر تکفاز ، که شامل چهار چاپر است نشان داده شده است . وقتی که ترانزیستورهای Q1 و Q2 بطور همزمان روشن می شوند ولتاژ ورودی Vs روی بار ظاهر می شود . اگر در همین زمان ترانزیستوهای Q3 و Q4 هم روشن شوند ولتاژ روی بار معکوس شده و برابر –Vs می شود .
شکل موجهای ولتاژ خروجی در شکل ۱-۲ ب  نشان داده شده است .
مقدار موثر ولتاژ خروجی از رابطه زیر به دست می آید.
(۱-۱۰)                                    
می توان رابطه ۱-۲ را به صورت یک سری فوریه بسط داد و ولتاژ خروجی لحظه ای را به شکل زیر بدست آورد .
(۱-۱۱)                                      
به ازای n=1 رابطه (۱-۱۱) مقدار موثر مولفه اساسی را به صورت زیر بدست می دهد.
(۱-۱۲)                                        
با استفاده از رابطه ۱-۴، جریان لحظه ای بار  ، برای یک بار RL برابر می شود با
(۱-۱۳)                            
که در آن   است.
هنگامی که دیودهای   و   هدایت می کنند، انرژی دوباره به منبع جریان مستقیم برگردانده می شود. این دیودها به نام دیودهای فیدبک خوانده می شوند. شکل( ۱-۱) ج شکل موجهای جریان را برای یک بار سلفی نشان می دهد.
نکته: پیک ولتاژ سد کننده معکوس و کیفیت ولتاژ خروجی اینورترهای تمام پل و نیمه پل مشابه هم است. اما توان خروجی در اینورترهای تمام پل چهار برابر و مؤلفه اساسی ولتاژ خروچی دو برابر مقدار ان در اینورترهای نیمه پل می باشد.
اصول کار اینورترهای سه فاز:
اینورترهای سه فاز معمولا در کاربردهای توان بالا بکار می روند . سه اینورتر تکفاز نیمه پل و یا تمام پل را می توان همانطور که در شکل ۱-۳ الف نشان داده شده بطور موازی به هم متصل کرد تا یک اینورتر سه فاز تشکیل شود . برای بدست آوردن ولتاژهای سه فاز بالانس (اصلی) ، می بایست سیگنالهای آتش اینورترهای تکفاز را نسبت به هم  120 درجه تاخیر داده و یا جلو انداخت . سیم پیچ های اولیه ترانسفورماتورها باید از هم ایزوله باشند ولی سیم پیچی های ثانویه را می توان به صورت ستاره و یا مثلث متصل کرد . معمولا برای حذف هارمونیکهای مضرب سه (n=3,6,9,…) که در ولتاژ خروجی ظاهر می شوند ، ثانویه ترانسفورماتور را به صورت Y متصل می کنند . آرایش مداری در شکل ۱-۳ ب نشان داده شده است . برای این ارایش به سه ترانسفورماتور تکفاز ، ۱۲ ترانزیستور  و ۱۲ دیود مورد نیاز می باشد . اگر دامنه و فاز ولتاژهای خروجی اینورترهای تکفاز کاملا بالانس نباشد ولتاژ خروجی سه فاز هم بالانس نخواهد بود .

خروجی سه فاز را می توان همانطور که در شکل ۱-۴ الف نشان داده شده از ترکیب شش ترانزیستور و شش دیود بدست آورد . دو نوع سیگنال کنترلی را می توان به ترانزیستورها اعمال کرد . هدایت ۱۸۰ درجه و هدایت ۱۲۰ درجه
 
شکل ۱-۴- اینورتر پل سه فاز
هدایت ۱۸۰ درجه:
هر ترانزیستور برای ۱۸۰ درجه هدایت می کند . در هر لحظه سه ترانزیستور روشن می باشد . هنگامی که ترانزیستور Q1 روشن می شود ، ترمینال a به سر مثبت ولتاژ dc ورودی وصل می گردد. وقتی که ترانزیستور Q4 روشن می شود ، ترمینال a به سر منفی منبع dc متصل می گردد . در هر سیکل شش حالت کاری وجود دارد و زمان هر حالت ۶۰ درجه است . ترانزیستورها به ترتیب روشن شدنشان شماره گذاری شده اند    ( برای مثال ۱۲۳ ، ۲۳۴،۳۴۵، ۴۵۶، ۵۶۱ ، ۶۱۲) سیگنالهای آتش که در شکل ۱-۴ ب نشان داده شده اند برای بدست آوردن ولتاژ سه فاز بالانس نسبت به یکدیگر ۶۰ درجه جابجا شده اند .
بار ممکن است به صورت ستاره و یا مثلث وصل شده باشد برای باری که به صورت مثلث وصل شده باشد ، جریانهای فاز را میتوان مستقیما از ولتاژهای خط به خط بدست آورد . با مشخص شدن جریانهای  فاز ، میتوان جریانهای خط را تعیین کرد . اگر بار به صورت ستاره Y وصل شده باشد ، برای پیدا کردن جریانهای خط ( یا فاز ) باید ولتاژهای خط به صفر را بدست آورد . در یک نیم سیکل سه حالت کاری وجود دارد.
اگر بارها مقاومتی باشد دیودهای دو سر ترانزیستورها کاری انجام نمی دهد. اگر بار سلفی باشد جریان در هر بازوی اینورتر نسبت به ولتاژ تاخیر پیدا می کند . هنگامی که ترانزیستور  Q4 در شکل ۱-۴ خاموش است ، تنها مسیر ، برای عبور جریان منفی خط ia از طریق دیود D1 است . بنابر این ترمینال a بار تا وقتی که جریان بار در لحظه t=t1 قطبیت خود را تغییر می دهد . از طریق D1 به منبع dc وصل می باشد . در طول دوره ۰<t<t1 ، ترانزیستور Q1 هدایت نمی کند . بطور مشابه ترانزیستور Q4 تنها در لحظه t=t2 شروع به هدایت می کند . از آنجا که مدت هدایت ترانزیستورها و دیودها به ضریب توان بار بستگی دارد ترانزیستورها را باید بطور مداوم آتش کرد.
برای بار با اتصال ستاره ولتاژ فاز برابر   با یک تاخیر ۳۰ درجه است . جریان خط ia برای یک بار RL برابر خواهد بود با
(۱-۱۴)          
که در آن   است .

هدایت ۱۲۰ درجه:
در این نوع کنترل هر ترانزیستور ۱۲۰ درجه هدایت می کند. در هر لحظه فقط دو ترانزیستور روشن هستند سیگنال های آتش در شکل ۱-۵ نشان داده شده اند. به ترتیب هدایت ترانزیستورها ۶۱، ۱۲، ۲۱، ۳۴، ۴۵، ۵۶، ۶۱ است.
ولتاژخط a به b برابر   با ۳۰ درجه تقدم فاز است . بین خاموش شدن Q1 تا روشن شدن Q4،   تاخیر وجود دارد. بنابر این منبع dc از طریق ترانزیستور بالایی و پایینی اتصال کوتاه نمی شود . در هر حظه دو ترمینال بار به منبع dc وصل بوده و ترمینال سوم باز می باشد . پتانسیل این ترمینال باز به مشخصات بار بستگی دارد و غیر قابل پیش بینی است . از آنجا که هر ترانزیستور برای ۱۲۰ درجه هدایت می کند تحت شرایط یکسان بار ترانزیستوها نسبت به هدایت ۱۸۰ درجه مدت کمتری بکار گرفته می شوند.

شکل ۱-۵- سیگنالهای آتش برای هدایت ۱۲۰ درجه
روشهای کنترل ولتاژ اینورترهای تکفاز و سه فاز:
در بسیاری از کاربردهای صنعتی اغلب لازم است که ولتاژ خروجی اینورترها برای (۱) غلبه بر تغییرات ولتاژ dc ورودی ،(۲) برای تنظیم ولتاژ اینورترها و (۳) برای برآورده کردن احتیاجات دائمی کنترل ولتاژ / فرکانس ، کنترل شود . روشهای مختلفی برای تغییر دادن بهره اینورتر وجود دارد. موثرترین روش برای کنترل بهره ( و ولتاژ خروجی ) بکارگیری کنترل مدولاسیون پهنای پالس (PWM) در داخل اینورترها است . روشهای رایج عبارتند از :
۱ – مدولاسیون پهنای پالس منفرد
۲ – مدولاسیون پهنای پالس چندگانه
۳ – مدولاسیون پهنای پالس سینوسی
۴ – مدولاسیون پهنای پالس سینوسی بهبود یافته
۵ – کنترل جابجایی فاز
و یک اینورتر سه فاز را می توان به صورت سه اینورتر تک فاز که خروجی هر یک به اندازه ۱۲۰ درجه شیفت داده شده است در نظر گرفت.
روشهای مدولاسیون پیشرفته:
روش SPWM که بیشترین کاربرد را دارد دارای یک ایرادهایی است
( از جمله ولتاژ خروجی اصلی کم ).
روشهای دیگری که کارآیی بهتری را ارائه می کنند عبارتند از :
۱ – مدولاسیون ذوزنقه ای
۲ – مدولاسیون پلکانی
۳ – مدولاسیون پله ای
۴ – مدولاسیون تزریق هارمونیک
۵ – مدولاسیون دلتا
اینورتر پل تکفاز:
مدار اصلی اینورتر پل تکفاز بدون عناصر کموتاسیون کننده در شکل الف ۱-۶ نشان داده شده است . با توجه به شکل ۱-۶ دیده می شود که با آتش شدن تریستور مکمل T4 تریستور T1 خاموش می گردد. اگر همان گونه که نشان داده شده بار سلفی باشد جریان بار بلافاصله معکوس نمی شود. بنابر این وقتی که کموتاسیون کامل می گردد هدایت تریستور T4 قطع می گردد و جریان بار به دیود D4 منتقل می گردد. پریود کموتاسیون نسبت به پریود فرکانس بار اینورتر خیلی کوتاه می باشد.

شکل ۱-۶- مدار اصلی اینورتر پل
 تکفاز الف) مدارب) موج خروجی
 مربعی شکل پ) خروجی شبه مربعی
اگر  بار در شکل ب ۱-۶ مقاومتی خالص باشد آتش کردن متناوب تریستورهای         و     منبع d.c را متناوبا در دو سر بار قرار می دهد و موج مربعی بدست می آید . به هر حال با یک بار سلفی شکل موج جریان تاخیر می یابد اگر چه ولتاژ هنوز به صورت موج مربعی
می باشد.
تولید ولتاژ بار به صورت موج مربعی با یک بار سلفی در شکل موجهای شکل ب ۱-۶ نشان داده شده است  . تریستور به وسیله یک رشته پالس پیوسته که طی  180 درجه از ولتاژ خروجی اینورتر به گیت اعمال می گردد آتش می شود . با توجه به انتهای نیم سیکل مثبت مشخص می شود که جریان بار مثبت بوده و به طور نمایی افزایش می یابد . به هر حال وقتی که تریستور و   و    برای خاموش کردن تریستورهای      و       آتش می شوند ولتا ژ بار معکوس می شود ولی جراین بار بدون تغییر می ماند . تنها مسیر برای جریان بار از طریق دیودهای     و      می باشد که منبع d.c را به بار متصل می نماید و ولتاژ معکوس شده و تا زمانی که جریان به صفر برسد انرژی ذخیره شده دوباره به منبع برگردانده می شود . وقتی که جریان بار قطع می شود تریستورهای    و   می توانند هدایت کنند . حال جریان بار به صورت نمایی افزایش می یابد . چون در لحظه ای که جریان بار صفر می شود تریستورها نیاز به آتش مجدد دارند یک رشته از پالسهای آتش برای گیتها نیاز می باشد چرا که امکان صفر شدن جریان در هر زمانی از نیم سیکل وجود دارد.
کنترل ولتاژ را می توان با ایجاد پریودهای صفر در موج مربعی از یک منبع DC با سطح ولتاژ ثابت به دست آورد . شکل موج حاصل به صورت موج شبه مربعی می باشد که در شکل پ ۱-۶ نشان داده شده است . موج شبه مربعی را می توان با جلو بردن زاویه آتش جفت تریستورهای مکمل  نسبت به تریستورهای   تولید نمود . در شکل پ ۱-۶ این جلو افتادگی با زاویه   نشان داده شده است . یعنی رشته پالس آتش تریستور (  و    ) به اندازه     درجه قبل از رشته پالس مربوط به تریستور    (و  ) شروع می شود .
در شکل موج ولتاژ بار شکل پ ۱-۶ لحظه ای را در نظر بگیرید. که تریستور    برای خاموش کردن تریستور    آتش شده است . جریان بار به دیود     منتقل می شود اما چون تریستور     هنوز روشن است جریان بار در مسیر    و     جاری می شود . بار به طور موثر اتصال کوتاه می گردد و ولتاژ بار صفر می شود . حال وقتی که تریستور    برای خاموش کردن  آتش شود ، تنها مسیر جریان بار از طریق دیود می باشد و منبع d.c در جهت منفی به بار متصل می شود و تریستورهای   و   بلافاصله بعد از صفر شدن جریان بار هدایت را به عهده می گیرند . در نتیجه شکل موجهای جریان تریستورها (و دیودها ) یکسان نمی باشند .
همان گونه که در شکل ۱-۷ نشان داده شده است روش دیگر تولید موج شبه مربعی با پهنای قابل کنترل ترکیب (جمع) خروجیهای مربعی شکل دو اینورتر که نسبت به هم شیفت داده شده اند می باشد . با شیفت دادن اینورتر ۲ به اندازه   نسبت به اینورتر ۱ شکل موج ترکیبی در خروجی دارای پریودهای صفری با طول می باشد . سطح ولتاژ موج شبه مربعی با پهنای ثابت را می توان به وسیله کاهش ولتاژ منبع d.c کنترل نمود .
همان گونه که در شکل ۱-۸ نشان داده شده است روش دیگر کنترل ولتاژ شکاف دار کردن شکل موج مربعی می باشد . تریستورهای مدار اینورتر به طور متناوب روشن و خاموش می شوند تا پریودهای صفر با طول یکسان ایجاد شود . منبع d.c با سطح ولتاژ ثابت E می باشد.

شکل ۱-۷- ترکیب خروجی دو اینورتر با اختلاف فاز و تولید موج شبه مربعی
یک راه بهبود شکل موج شکاف دار مانند شکل ۱-۹ تغییر پریودهای روشن و خاموش بودن وسیله است به گونه ای که در نوک موج پریود روشن بودن طولانی تر باشد . این شکل کنترل مدولاسیون پهنای پالس نامیده میشود  و می توان مشاهده نمود که سطح هر پالس تقریبا مانند سطح زیر شکل موج سینوسی بین نقاط وسطی مجاور در پریودهای خاموشی وسیله است . هارمونیکهای مرتبه پایین موجود در شکل موج مدوله شده پهنای پالسی بسیار کمتر از شکل موجهای دیگر است .

شکل۱-۸- اینورتر با  کنترل جهت تولید شکل موجهای شکاف دار
برای تعیین لحظات آتش مورد نیاز جهت ساخت صحیح موج مدوله شده پهنای پالسی یکی از روشهای مورد استفاده تولید یک موج سینوسی مرجع با فرکانس مطلوب در مدار کنترل و سپس مقایسه این موج سینوسی با موج مثلثی مانند شکل ۱-۱۰ می باشد. محل تقاطع دو موج لحظات آتش را تعیین می کند. شکل الف  1-10 مقدار ماکزیمم خروجی را نشان می دهد و با کاهش دامنه موج سینوسی مرجع به نصف مقدار آن مانند شکل ب ۱-۱۰ دامنه خروجی نصف می شود . شکل پ ۱-۱۰ نشان می دهد که چگونه با کاهش فرکانس موج سینوسی مرجع تعداد پالسهای موجود در هر نیم سیکل افزایش می یابد.تعداد پالس های زیاد در یک سیکل خروجی منجر به افزایش بیشتر تعداد هارمونیکهای مرتبه بالا می شود اما این هارمونیکها بسیار ساده تر از
هارمونیکهای مرتبه پایین فیلتر می شوند . یک بار سلفی هارمونیکهای شکل موج جریان را شدیدا تضعیف می کند .

شکل ۱-۹- اینورتر کنترل شده جهت تولید شکل موج مدوله شده پهنای پالسی

با روشی متفاوت با روش کنترل مدولاسیون پهنای پالس که در بالا شرح داده شده است می توان اینورتر ( شکل ۱-۶) را همواره با آتش کردن تریستورهای     و      به عنوان یک زوج و تریستورهای     و    به عنوان زوج دیگر منبع را به بار متصل نمود . به این ترتیب پریودهای صفر حذف می شود . از این طریق موج مدوله شده با مدولاسیون پهنای پالس نشان داده شده در شکل ۱-۱۱ که طی نیم سیکل خروجی دارای پریودهای معکوس کوچکی می باشد تولید شده است . برای تعیین لحظات اتش تریستورها موج مثلثی با فرکانس بالا توسط موج سینوسی مرجع مدوله شده است .
در این جا موج مثلثی مانند شکل ۱-۱۰ دارای مقدار d.c نمی باشد.
 
شکل ۱-۱۰ تعیین لحظات آتش برای موج مدوله شده با مدولاسیون پهنای پالس الف) در ماکزیمم ولتاژ خروجی ب) نصف ماکزیمم پ) نصف ولتاژ و نصف فرکانس

تعداد زیاد کموتاسیون در هر سیکل در شکل موجهای شکاف دار و مدوله شده پهنای پالسی منجر به تلفات کموتاسیون بسیار زیاد در تریستورهای اینورتر می شود . در انتخاب بین اینورتر با موج شبه مربعی و مدوله شده پهنای پالسی باید قیمت مدار کنترل تلفات سوئیچ در یکی و هارمونیکهای مرتبه پائین بیشتر در دیگری را در نظر گرفت .

شکل ۱-۱۱- مدولاسیون پهنای پالس با تناوب منبع
روشی که مانع کموتاسیون های بیش از حد در سیکل خروجی شده ولی باعث کاهش هارمونیکهای مرتبه پائین می شود در شکل ۱-۱۲ نشان داده شده است . با معکوس کردن ولتاژ خروجی برای فاصله زمانی کوتاه در هر نیم سیکل و در زوایای خاص حذف دو هارمونیک مانند هارمونیک سوم و پنجم ممکن می باشد . با یک منبع d.c ثابت با ترکیب دوشکل موج مانند شکل ۱-۱۲ با اختلاف فاز و با اصول نشان داده شده در شکل ۱-۱۱ می توان سطح این ولتاژ خروجی را کنترل نمود.

شکل ۱-۱۲- کاهش هارمونیک مرتبه پایین
اینورتر پل سه فاز:
مدار اصلی اینورتر پل سه فاز در شکل ۱-۱۳ نشان داده شده است .
مانند مدار یکسو کننده پل سه فاز اینورتر را می توان به گونه ای کنترل نمود که به مدت ۱۲۰ درجه سانتی گراد از سیکل خروجی هدایت نماید. شکل موجهای مربوط به مدار مرجع شکل ۱-۱۳ با بار مقاومتی خالص در شکل ۱-۱۴ نشان داده دشه است . در اینجا فرض شده است که در انتهای پریود ۱۲۰ درجه سانتی گراد مدار کموتاسیون برای خاموش کردن تریستور مناسب شروع به کار می نماید.

شکل ۱-۱۳-
 مدار اصلی
 اینورتر سه فاز
شکل موجهای شکل ب ۱-۱۴ نشان می دهد که جریانهای بار به صورت موج شبه مربعی می باشد و هر تریستور جریان بار را به مدت یک سوم سیکل هدایت می نماید . با توجه به شکل الف ۱-۱۴ تریستورها را به عنوان کلید در نظر می گیریم. منبع d.c در شش مرحله سوئیچ شده است تا خروجی سه فاز حاصل آید . فرکانسی که تریستورها سوئیچ می شود فرکانس بار را تعیین می کند . اگر بار مقداری سلفی باشد شکل موج پله ای ولتاژ خط تغییر خواهد یافت زیرا انتقال جریان باربه دیودها باعث می شود که کلیدها ( نشان داده شده در شکل الف ۱-۱۴) برای مدتی بیش از ۱۲۰ درجه بسته بمانند.
 
شکل ۱-۱۴- اینوتر پل سه فاز
 با بار مقاومتی و زاویه آتش
 120 درجه آلف) نمایش
 ترتیب کلیدزنی ،تریستورهای
 T1 وT2 روشن هستند
 ب) شکل موجها
معمولا اینورتر به گونه ای کار می کند که هر تریستور بتواند بیش از ۱۸۰ درجه هدایت کند . در این حالت منبع d.c توسط یک تریستور در یک طرف و دو تریستور در دو طرف به بار متصل می شود .
شکل موجهای شکل ۱-۱۵ هدایت ۱۲۰ درجه را نشان می دهد . ولتاژ خط به صورت موج شبه مربعی می باشد . جریان بار پله ای می باشد و هر تریستور به مدت ۱۸۰ درجه هدایت می کند .
 
شکل ۱-۱۵- اینورتر
پل سه فاز با زاویه آتش
۱۸۰ درجه و بار
مقاومتی الف) نمایش
ترکیب کلیدزنی ،تریستور
های T1 وT2وT3 روشن
 می باشند ب) شکل
 موجها  …

 

بخشی از منابع و مراجع پروژه طراحی و ساخت کنترل دور موتور AC دو کاناله توسط میکروکنترلر AVR
۱- ماشین های الکتریکی،تالیف دکتر پ.س.سن 
۲- الکترونیک قدرت تألیف: پروفسور محمد.هـ.رشید، 
۳- الکترونیک صنعتی تألیف: پروفسور سیربل لندر، 
۴- الکترونیک قدرت و کنترل ماشینهای الکتریکی AC تألیف بوس بیمال، 
۵- الکترونیک قدرت، تألیف آندره ترژینا ولوفسکی، 
۶- اینترنت

  راهنمای خرید:
  • در صورتی که به هر دلیلی موفق به دانلود فایل مورد نظر نشدید با ما تماس بگیرید.